非接触式IC卡芯片输入电容估算方法
王 光 春
摘要:本文提出一种在流片前对非接触式IC卡输入电容和其他关键参数进行估算的方法,阐述了其原理,给出了几种产品的估算和实测结果,并对不同估算方法的效果进行了评估。
关键词:非接触式IC卡,输入电容,估算
[引言]
对非接触式IC产品而言,输入电容是 重要的控制参数,因为它直接影响到电路的频率特性(谐振频率、增益和带宽)以及天线的匹配、选型,决定了产品的 工作场强等关键性能指标,因此在产品设计阶段时就必须加以考虑。目前的做法是在片上电容(MIM,PIP)容值的基础上,根据以往产品测试数据加上一个总寄生电容来做一个粗略的估算。这种方法在RF电路结构相同,参数变化不大,工艺不变时一般能够满足要求,而一旦电路结构或者工艺发生变化,这种经验估算造成的误差会大到无法接受,为应对这种情况,一般在电路上都会对片上电容留有足够多的Option,以便在发现实测电容大幅偏离设计(预期)值的情况下通过metal fix进行修正。
为提高芯片一次流片成功率,避免事后修补造成额外投入和产品上市时间延误,希望找到一种办法,可以在流片前借助现有的仿真工具对电路行为进行比较精确的仿真,在此基础上,再结合已有测试数据和工程经验对非接产品输入电容做一个较可靠的预估。
一.估算原理和方法
非接触式IC卡依靠天线和输入电容构成L、C并联谐振回路来工作,从谐振电路角度看,IC卡芯片被等效成一个谐振电容和一个等效负载电阻的R、C并联电路。
当在R、C并联电路上加一个交流电压VA时,将产生一个交流电流
得到
上式中, 为电压-电流相位差。这里的Qp一般称为电容的Q值,通俗地讲人们用它来表示一个电容“纯粹”到什么地步,和寄生电阻(非理想因素)相比。而对于一个电容和电感构成的谐振电路,谐振回路的Q值定义为电感和电阻电压的比值,也即电感感抗和电阻的比值(对串联谐振电路),或电容上流过的电流和并联电阻电流的比值,也即电容导纳和电阻电导的比值(对并联谐振电路)。即对谐振电路而言,串联(并联)谐振电路Q值总是等于电抗(电纳)和电阻(电导)的比值,和电容Q值的计算公式其实是一样的,只不过这时的ω0是由LC决定的谐振频率而非指定的工作频率(如13.56MHz)。一般我们测试非接触式IC卡的Q值就是这样定义的。所以我们只要将天线电感Lant和卡片的总电容Ctotal代入以上公式就可以得到封装好的非接触式IC卡的Q值(相对直接采用工作频率如13.56Mhz,这样做可以避免天线电感和寄生电容电阻的估算误差)。已知卡片并联谐振回路的谐振频率为
所以
可见我们只要通过仿真得到一个输入电压和输入电流,通过上述公式就能反推出电路的等效并联电容、电阻值。在此基础上,根据工程经验和或相关测试数据,加上一个固定的PAD电容以及封装电容,就能得到一个相对准确的输入电容估计值,进而还可以得到封装好的卡片的Q值和谐振频率等。
以2403M452为例,仿真电路如下图所示
仿真波形(输入电流和输入电压)如下:
所加交流电压幅度为2V (RMS),观察到电流峰值为12.15mA,电压滞后于电流的时间为td=17.36nS,电流峰值为12.15mA,于是有
Cp即为等效电路的并联电容值。
加上PAD和封装电容(XOA2模块封装)设为3pF,得到2403M452模块输入电容Cin约为53.17pF。而我们已知卡厂提供的天线(Type B)参数(Lant,Cant)为(2.15uH,4.3pF),由此得到谐振频率
而卡片的Q值为
而2403M452流片后实测的Cin,Rin以及封装成白卡后的Q值分别为52.8pF、2.7KΩ和13.4,和估算值非常接近。
二.实测验证和误差说明
按照同样的方法,我们对同一工艺上其它非接触式IC卡产品电路进行仿真,得到输入电流(输入电压幅度2.83V)和延时td,按照以上公式并利用Excel的自动计算功能得到模块的输入电容和电阻,并将估算值和实际测量值做了一个比较,比较结果如下表所示:
| Iab (mA) | Vab (V) | td (nS) | Rp (KΩ) | Cp (pF) | Cext (pF) | Cest (pF) | Cmeas (pF) | Cerr (pF) |
2403M451 | 12.15 | 2.83 | 17.39 | 2.62 | 50.22 | 3.0 | 53.2 | 53.7 | -0.5 |
2403M452 | 12.15 | 2.83 | 17.36 | 2.55 | 50.16 | 3.0 | 53.2 | 52.8 | +0.4 |
2401M4T1 | 3.43 | 2.83 | 16.03 | 4.05 | 13.93 | 3.0 | 16.9 | 16.9 | +0.0 |
2407M461 | 3.64 | 2.83 | 17.48 | 9.55 | 15.05 | 3.0 | 18.0 | 17 | +1.0 |
2409M4xx | 3.6 | 2.83 | 15.07 | 2.78 | 14.33 | 3.0 | 17.3 | 18.3 | -1.0 |
2901M421 | 12.64 | 2.83 | 16.86 | 1.67 | 51.98 | 3.0 | 55.0 | 55 | 0.0 |
2403M471 | 12.53 | 2.83 | 17.36 | 2.47 | 51.77 | 3.0 | 54.8 | 54.4 | +0.4 |
比较结果发现,估算电容和实测电容基本一致,误差在±1pF以内。根据我们的经验,非接产品在同一wafer不同sample之间输入电容的差异,不同wafer上sample输入电容平均值之间的差异也在±1pF左右。因此这种对输入电容的估算方法在实用上足够精确。
而误差产生的原因主要在于未能被电路仿真所涵盖的寄生电容如源漏扩散区-衬底PN结电容、PIP或MIM对地的寄生电容,以及PAD和封装电容值经验值不准,还有工艺偏差、仿真负载和实际负载的差异等,这些误差可以通过版图参数提取和后仿真,封装电容数据的进一步修正来降低。
三.其它几种输入电容估算方法的效果评估
与此同时,我们也对之前业界常用的几种估算方法进行了试验和评估,这些方法包括1. 读卡器-卡天线互感模型扫描谐振点;2.交流信号源扫描谐振点;3.手工估算法。这些估算方法的原理和估算效果记录如下:
1. 用读卡器-卡天线互感模型扫描谐振点
这种方法要求先建立器读卡机-卡天线互感耦合模型,之后利用仿真器AC扫描功能对读卡机发射信号频率进行扫描,之后用谐振频率公式反推得到卡电路的等效Cp。仿真2403M452得到其输入电容为56pF,加上封装寄生电容后约为59pF,偏离实测值52.8pF约6pF。除了误差较大以外,这种方法还存在如下问题:1)fres会受到耦合系数的影响;2)并联2pF电容后,谐振频率基本不变,即对电容不敏感;3)推算值大于实测值,使得输入电容的拟合存在困难(必须假设PAD封装寄生对总电容的贡献为负)。
2. 交流信号源扫描谐振点
也是利用仿真器的AC扫描功能,直接将交流电流源(电压源亦可)灌入LC谐振电路,做频率扫描,求得其谐振频率,再由谐振频率公式反推得到电路等效的输入电容。
同样以2403M452为例,在对其并联1.97uH天线,等效电阻6.5欧姆,2pF外部电容的情况下,做AC扫描得到其谐振频率f0=15.067MHz,反推得到:
Cp已经比实际测量52.8p多了2pF,加上PAD和封装电容误差会达到5pF左右。
以上两种仿真方法存在的共同缺陷是1)由于无法使电路处于正确偏置,所以AC仿真实际上是对电路在零电流、零电压情况下提取的小信号模型进行计算,和电路真实的大信号工作状态完全两样,不能反映电路的真实行为;2)仿真得到的等效电路电容值大于实测值,使得拟合困难;3)由于谐振频率公式是一个粗略的公式,如考虑并联电阻R后准确的谐振频率公式为
因此如果按进行推算会将其他因素造成频率的偏移折合到电容上,也会造成估算值和实测值的误差,尽管这种估算值对谐振频率设计有一定参考意义。
3. 手工估算
粗略的方法是直接根据片上电容、整流管尺寸和器件模型参数进行人工估算。如,可将输入电容分解成以下几个部分:片上电容及其寄生电容、整流管栅寄生电容、PAD和封装电容,假设它们分别以不同的系数影响输入电容,然后通过对实测电容数据的拟合来求解这些系数,形成一个经验公式,对新产品依据这个公式进行估算。如我们假设输入电容经验公式如下:
其中Cex代表PAD和封装电容。
各产品设计参数和输入电容实际测量值如下表所示
Product | on-chip cap | regulate MOS | Cox | Cmeas |
PIP | MIM |
2403M451 | | 45pF | 2500u/2u | 6.6pF | 53.8pF |
2403M452 | | 45pF | 2500u/2u | 6.6pF | 52.8pF |
2901M421 | | 48pF | 2600u/1.4u | 4.83pF | 55pF |
2409M4 | 8pF | | 2760u/2u+1080u/1.4u | 9.33pF | 18.3pF |
2407M461 | | 12.14pF | 1400u/0.6uS(n33e2r) | 3.47pF | 17pF |
2401M4V | 8.34 | | 2500u/2u | 6.6pF | 16.9pF |
由上4组(M451和M452数据矛盾,先取M452)数据拟合得到
αMIM=0.037,αPIP=0.35,βOX=0.506,Cex=2.785
得到估算公式
将2401的设计参数代入验证,得到
C2401=1.35*8.34+0.506*6.6+2.785=17.4pF
估算值看起来和测量值16.9pF相差不大,但其实这只是一种假象,因为PIP电容的寄生达到35%物理上显然无法解释,拟合数据吻合只是因为2401和2409正好电路结构相同,PIP容值也相同,所以用2409数据得到的PIP寄生系数(实际上包含了电路行为所产生的电容效应)估算2401偏差不。可以推断,一旦PIP电容变大或者电路结构发生变化,误差一定大幅度扩大。
由于以上办法需要大量实测数据才能拟合出各项系数,且数据之间经常相互矛盾,使其实用性和准确性大打折扣。一般在 RF电路结构不变,仅尺寸发生变化,如整流管的长度、宽度和片上电容发生变化时,用它做一个大致估算还面前凑合,一旦电路和工艺稍有变化,这种估算方法就完全失去了作用。
总结
综上所述,本文提出的非接触式IC 卡输入电容估算方法,利用spectre瞬态仿真功能间接推导其交流大信号模型参数,涵盖了电路行为(充放电,损耗,延时等)对等效输入电容的贡献(此电容大于一般寄生或封装电容值),克服了之前的估算方法的缺陷,使得在流片前就可以对非接触式IC卡的输入电容、电阻乃至封卡后的性能进行比较精确的估算,对提高一次流片成功率,提高测试、封装和应用调试环节的预见性,缩短非接触式IC卡开发周期具有重要和实际的意义。